高频逆变器前级、后级电路的设计(从原理上了解逆变)

  只有共通非常严重的时候才会炸管。还有一个特性就是母线电压越高毛刺电压也越高，也越会引起炸管。

  1）采用栅极有源钳位电路。可以在 MOS 管的栅极直接用一个低阻的 MOS 管下拉，让它在死区时导通；

  特别注意的是当前级工作在闭环状态时，比如输入电压比较高的线 正端整流出来的脉冲的峰值将超过 270V，占空比小于1需要 L1,C11 平滑滤波，所以 L1 不能省略，还要足够大，否则 MOS 管发热损耗大。

  逆变器前级无论是开环还是闭环只是变压器的匝比和反馈环路的参数不同而已。比如要设计一个输入12V，变化范围为10.5-15V，输出电压为交流 220V50HZ 的高频修正方波逆变器。如果前级采用闭环结构，12V 升压后直流电压稳定在 270V 比较好，这样为了使输入 10.5V 时还能输出 270V，则变压器的变比大约为(2702VD)(10.5-VDS)D,其中 VD 为高压整流管压降，VDS 为前级 MOS 管的压降，D 为最大占空比。计算出来的结果大约是28。

  先来分析一下 MOS 管 GD 结电容，也叫米勒电容对半桥上下两管开关的影响。供分析的电 路如下：

  图中 C1,C2 分别是 Q1,Q2 的 GD 结电容，左边上下两个波形分别是 Q1,Q2 的栅极驱动波形。我们先从 t1-t2 死区时刻开始分析，从图中能够准确的看出最近一段时间为死区时间，也就是说最近一段时间内两管都不导通，半桥中点电压为母线电压的一半，也就是说 C1,C2 充电也是母线电压的一半。

  当驱动信号运行到 t2 时刻时，Q1 的栅极变为高电平，Q1 开始导通，半桥中点的电位急剧上升，C2 通过母线电压充电，充电电流通过驱动电阻 Rg 和驱动电路放电管 Q4，这个充电电流会在驱动电阻 Rg 和驱动电路放电管 Q4 上产生一个毛刺电压，请看图中 t2 时刻那条红色的竖线。

  如果这个毛刺电压的幅值超过了 Q2 的开启电压 Qth，半桥的上下两管就共通了。

  3）栅极加负压关断，这是效果最好的办法，它可以通过电平平移使毛刺电压平移到源极电平以下，但电路比较复杂。

  半桥驱动器具有功耗小，电路简单，开关速度快等优点， 大范围的应用于逆变器的全桥驱动中。对于封装的半桥驱动器在正弦波逆变器的应用中主要要注意以下几点：

  用这种方式的话我们的变压器变比可根据输入 10.5V 时输出 220V 设计，计算结果变比大约是22。

  这样输入 10.5-15V 变换时，前级高压的变动范围大约是220-320V。

  如果 L1 直接短路，R1 去掉，这样就是一个纯开环的电路，只是有于变压器漏感尖峰的存在，在逆变器空载时，前级输出的直流高压会虚高，对高压滤波电容和后级高压 MOS 管的安全不利。

  后级电路的基本功能就是把前级升压的高压直流电逆变成交流电。从结构来说全桥结构用得最多。

  半桥驱动器推动全桥 MOS 非常不稳定，经常莫名奇妙地炸管， 往往在低压试验时好好的，母线电压一调高就炸了，这确实是个令人非常头疼的问题。

  例如，一台输出功率 1000W 的逆变器，假设最小负载为满载的15%则：

  这个值是按照输出 15% Io 时电感电流依然连续计算的，所以比较大，能够准确的通过逆变器的最小负载修正，如最小负载是半载 500W，L 只要 1.7 mH 了。

  确定了滤波电感我们就能确定滤波电容 C 了，滤波电容 C 的确定相对就非常容易，基本就按滤波器的截止频率为基波的5-10倍计算就可以了。其计算公式为：

  可以也接上 R1 做一个浅闭环反馈，限制空载高压在 320V,超过 320V 时，占空比会被控制到很小，这样高压滤波电容和后级高压 MOS 管的安全得到了保证，空载电流也减小了。前级这样设计的话，只要带很小的负载，前级占空比立刻拉到最大，前级直流高压降到 320V 以下。

  在正弦比逆变器的前级电路中也能这样设计，对于输入 12V 输出 220V 的逆变器来说 可以把变压器的变比设计在32左右，这样前级直流高压的变化范围大约在 320-420V,通过改 变后级 SPWM 的调制度也能够保证后级输出 220V 电压的稳定。

  实际中的逆变器前级往往省略 L1，从电路上看还是闭环稳压，电压也是通过 R1 进行反馈，从上面闭环稳压的计算中能够准确的看出，为了保持输出的稳压，变压器的变比设计的比较大。

  逆变器前后级都稳压当然比较好，但也可以只是后级稳后级稳压在 AC220V，我们大家可以把前级直流高压设计在最低 220V，此时占空比为 50%。如果前级直流高压大于 220V，可以自动把占空比调小些，这样输出交流电也稳定在 220V 了。

  因为载波占空比接近 100%，自举电容的容量要按照基波计算，通常要取到 47-100uF，最好并一个小的高频电容。

  要准确计算正弦波逆变器滤波器的参数确实是件繁琐的事，近似的简便计算方式，在实际的检验中也证明是可行的。滤波电感和正激类的开关电源的输出滤波电感类似，脉宽是变化的，滤波后的电压是正弦波不是直流电压。如果在半个正弦周期内按电感纹波电流最大的一点来计算我想是可行的。

  以输出 1000W220V 正弦波逆变器为例进行滤波器的参数的计算，先引入以下几个物理量：

  1)、13脚的逻辑地和2脚的驱动地在布线时要分开来走，逻辑地一般要接到 5V 滤波电容的负端，再到高压滤波电容的负端，驱动地一般要接到 12-15V 驱动电源的滤波电容的负端，再到两个低端高压 MOS 管中较远的那个 MOS 的源极。如下图：

  2)、在正弦波逆变器中因为载波的频率较高，母线电压也较高，自举二极管要使用高频高压的二极管。